中频感应加热电源的设计毕业设计参考

  优点，已在熔炼、铸造、弯管、热锻、焊接和表面热处理等行业得到普遍的应用。

  本设计中感应加热电源采用IGBT作为开关器件，可工作在10Hz～10kHz

  频段。它由整流器、滤波器、和逆变器组成。整流器采用不可控三相全桥式整流电路。

  滤波器采用两个电解电容和一个电感组成Ⅱ型滤波器滤波和无源功率因数校正。逆变

  器主要由PWM控制器SG3525A控制四个IGBT的开通和关断，实现DC-AC的转

  设计中采用的芯片主要是PWM控制器SG3525A和光耦合驱动电路HCPL-

  316J。设计过程中程充分的利用了SG3525A的控制性能，具有宽的可调工作频率，死

  区时间可调，具有输入欠电压锁定功能和双路输出电流。由于HCPL-316J具有快的开

  关速度（500ns），光隔离，故障状态反馈，可配置自动复位、自动关闭等功能，所

  外，为满足不同器件对功率需要的要求，设计了功率可调。这部分超出了设计任务

  在本文即将结束之际，我要由衷地感谢在我毕业设计阶段，乃至本科四年学习生活中

  高频几个阶段。在感应加热电源的应用中，淬火、焊管、焊接等工艺都要求高频率高

  功率的电源。功率 MOSFET 虽能实现高频工作，但其电压、电流容量等级低，

  大功率电源需采用串、并联技术，影响了电源运行的可靠性。绝缘栅双极晶体管(IGBT)

  比较容易实现电源高功率化，但在高频情况下，其开关损耗，尤其是 IGBT 关断时存

  本文论述的中频感应加热电源采用功率自关断功率器件 IGBT ，负载频率是开

  关管工作频率的二倍，间接拓宽了 IGBT 的使用频率；功率管工作于零电流开关状态，

  彻底消除了尾部电流引起的关断损耗，理论上可实现零开关损耗；同时采用死区控制

  策略后，可实现负载阻抗调节。以往一般都会采用晶闸管来实现逆变电路，但是晶闸管关

  断期反压太低，参数匹配麻烦，输出频率仍然偏低；而采用 IGBT 后，并让电路工作

  用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等工业生产过程中，成为冶金、国防、机械加工

  等不同，它把电能直接送工件内部变成热能，将工件加热。而其他的加热方式是先加

  电流要重新分布。当两根导体流的电流是反方向时，最大电流密度出现在导体内侧；

  当两根导体流的电流是同方向时，最大电流密度出现在导体外侧，此现状称为近邻

  圆环效应：若将交流电通过圆环形线圈时，最大电流密度出现在线圈导体的内侧，

  应线圈两端加上交流电压，产生交流电流 ，在工件中产生感应电流 。此两电流方

  向相反，情况与两根平行母线流过方向相反的电流相似。当电流 和感应电流 相

  互靠拢时，线圈和工件表现出邻近效应，结果，电流 集聚在线圈的内侧表面，电流

  交变磁场在导体中感应出的电流亦称为涡流。工件中产生的涡流由于集肤效应，沿

  横截面由表面至中心按指数规律衰减，工程上规定，当涡流强度从表面向内层降低到

  其数值等于最大涡流强度的 1/e(即 36.8% ) ，该处到表面的距离△称为电流透入深度。

  由于涡流所产生的热量与涡流的平方成正比，因此由表面至芯部热量下降速度要比涡

  流下降速度快的多，可以认为热量 (85 ～ 90%) 集中在厚度为△的薄层中。透入深

  式中 : ρ——工件电阻率（ Ω•m ） , μ 。——线(H/m). μ——工

  件磁导率 (H/m ), μ——工件相对磁导率， ω—— 角频率 (rad/s ) ， f——频率

  平方根成反比，此工件的加热厚度可以方便的通过调节频率来加以控制。频率越高，

  感应电源按频率范围可分为以下等级： 500Hz 以下为低频， 1-10KHz 为中频；

  20KHz 以上为超音频和高频。感应加热电源发展与电力电子器件的发展密切相关。

  1970 年浙大研制成功国内第一台 100KW/1KHz 晶闸管中频电源以来，国产 KGPS 系

  列中频电源已覆盖了中频机组的全部型号。在超音频电源方面，日本在 1986 年就利

  域与国外还有一定差距，但发展非常迅速， 1995 年浙大研制出 50KW/50KHz 的 IGBT

  超音频电源，北京有色金属研究总院和本溪高频电源设备厂在 1996 年联合研制出

  100KW/20KHz 的 IGBT 电源。在高频这一频段可供选择的全控型器件只有静电感应

  晶闸管（ SITH ）和功率场效应晶闸管（ MOSFET ），前者是日本研制的 3KW ～

  出频率为 200～ 300KHz, 输出功率为 100～ 400KW的高频电源。与国外相比，国

  内导体高频电源存在比较大差距，铁岭高频设备厂1993 年研制成功 80KW/150KHz 的

  SIT 高频电源，但由于 SIT 很少进入国际化流通渠道，整机价格偏高，并没有投入商

  业运行。现在，电力电子应用国家工程中心设计研制出了 5 ～ 50KW/100 ～

  400KHz高频 MOSFET 逆变电源。上海宝钢 1420 冷轧生产线 年引进了日本

  富士公司的 71 ～ 80KHz,3200KW高频感应加热电源，是目前世界上最为先进的逆

  应我国工业发展的要求，对于应用场景范围愈来愈普遍的高频感应加热电源领域的研究尤

  IGBT ，而高频频段，由于 SIT 存在高导通损耗等缺陷，主要发展 MOSFET 电源。

  感应加热电源谐振逆变器中采用的功率器件利于实现软开关，但是，感应加热电源通

  常功率较大，对功率器件，无源器件，电缆，布线，接地，屏蔽等均有许多特殊要求，

  尤其是高频电源。因此，实现感应加热电源高频化仍有许多应用基础技术需要进一步

  一类是器件的串、并联，另一类是多台电源的串、并联器件的均流问题，由于器件

  制造工艺和参数的离散性，限制了器件的串、并联数目，且串、并联数越多，装置

  的可靠性越差。多台电源的串、并联技术是在器件串、并联技术基础上进一步大容

  量化的有效手段，借助于可靠的电源串、并联技术，在单机容量适当的情况下，可

  简单地通过串、并联运行方式得到大容量装置，每台单机只是装置的一个单元或一

  个模块。感应加热电源逆变器主要有并联逆变器和串联逆变器，串联逆变器输出可

  等效为一低阻抗的电压源，当二电压源并联时，相互间的幅值、相位和频率不同或

  波动时将导致很大的环流以致逆变器器件的电流产生严重不均，因此串联逆变器存

  在并机扩容困难；而对并联逆变器，逆变器输入端的直流大电抗器可充当各并联器

  之间的电流缓冲环节，使得输入端的 AC/DC 或 DC/AC 环节有足够的时间来纠正

  处理行业具有十分密切的联系，他的负载对象各式各样，而电源逆变器与负载是一有

  机的整体，负载直接影响到电源的运行效率和可靠性。对焊接、表面热处理等负载，

  一般采用匹配变压器连接电源和负载感应器，对高频、超音频电源用的匹配变压器要

  求漏抗很小，怎么来实现匹配变压器的高输入效率，从磁性材料选择到绕组结构的设计

  已成为一重要课题，另外，从电路拓扑上负载结构以三个无源元件代替原来的二哥无

  源正向智能化控制方向发展。具有计算机智能接口、远程控制、故障自动诊断等控制

  需电流源供电，在感应加热中，电流源通常由整流器加一个大电感构成。由于电感值

  较大，可以近似认为逆变器输入端电流固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器

  件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电流，其电流幅值取决于逆变器的输入端

  串联谐振式电源采用的逆变器是串联谐振逆变器，其负载为串联谐振负载。通常需

  电压源供电，在感应加热中，电压源通常由整流器加一个大电容构成。由于电容值较

  大，可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件

  就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电

  (1) 串联谐振逆变器的输入电压恒定，输出电流近似正弦波，输出电压为矩形波，

  流是在谐振电容器上电压过零以前进行，负载电流也总是越前于电压 － φ角。这就是

  (2) 串联谐振逆变器在换流时，晶闸管是自然关断的，关断前其电流己逐渐减少

  至零以后还需加一段反压时间，因而关断时间较长。相比之下，串联谐振逆变器更适

  (3) 串联谐振逆变器起动较容易，适用于频繁起动工作的场所；而并联谐振逆变

  器需附加起动电路，起动较为困难，起动时间长。至今仍有人在研究并联谐振逆变器

  (4) 串联谐振逆变器并接大的滤波电容器，当逆变失败时，浪涌电流大，保护困

  难。但随着保护手段的逐渐完备以及器件模块本身也有自带保护功能，串联谐振逆变

  并联谐振逆变器串接大电抗器，但在逆变失败时，由于电流受大电抗限制，冲击不

  (5) 串联谐振逆变器感应线圈上的电压和补偿电容器上的电压，都为谐振逆变器

  输出电压的 Q倍。当 Q值变化时，电压变化比较大，所以对负载的变化适应性差。流

  而流过它们的电流，则都是逆变器输出电流的Q倍。逆变器器件关断时，将承受较高

  (6) 串联谐振逆变器的感应加热线圈与逆变电源 ( 包括补偿电容器 ) 的距离较远

  时，对输出功率的影响较小。而对并联谐振逆变器来说，感应加热线圈应尽量靠近电

  串联谐振逆变器也称电压型逆变器，其原理图如图 2.2 所示。串联谐振型逆变

  器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使振荡电路对于基波具有

  最小阻抗，所以负载电流 近似正弦波同时，为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换

  当串联谐振逆变器在低端失谐时 ( 容性负载 ) ，它的波形见图2.3(a) 。由图可见，

  工作在容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，

  电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上 ( 下 ) 桥臂的二极管换至下 ( 上 ) 桥臂

  的 MOSFET 。由于 MOSFET 寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性，使得在

  换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反

  向恢复电流迅速下降至零时，会在与 MOSFET 串联的寄生电感中产生大的感生电势，

  而使 MOSFET 受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时 ( 感

  性负载 ) ，它的工作波形见图 2.3(b) 。由图可见，工作在感性负载状态时，输出电流

  的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上 ( 下 ) 桥臂的 MOSFET

  关断后，负载电流换至下（上）桥臂的反并联的二极管中，在滞后一个死区时间后，

  下 ( 上 ) 桥臂的 MOSFET 加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂

  的 MOSFET. 由与 MOSFET 中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开

  通，其开关损耗很小。另一方面， MOSFET 关断时电流尚末过零，此时仍存在一定

  的关断损耗，但是由于 MOSFET 关断时间很短，预留的死区不长，并且因死区而必

  须的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的

  谐振频率，就可以使上 ( 下 ) 桥臂的 MOSFET 向下 ( 上 ) 桥臂的反并联的二极

  管换流其瞬间电流也是很小的，即 MOSFET 关断和反并联二极管开通是在小电流下

  发生的，这样也限制了器件的关断损耗。上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的

  工作方式下，开关损耗很小因而，可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆

  式中的 0. 9是因为矩形波所乘的波形率。从式中能够准确的看出当输入电压一定时，可以

  通过调节输出电流滞后输出电压的滞后角 r 来调节输出功率。而滞后角 r 是由谐振参

  从上式能够准确的看出当系统工作在谐振频率时 =1 ，即 r 为 0 度，系统输出的

  功率最大。当开关频率提高时，滞后角 r 同时开始增大，输出功率开始下降，从而完

  (2) 主回路部分，进一步介绍了总系统的总体工作过程，分析了主回路的等效

  (3) 控制管理系统及实验论证，介绍了控制回路硬件原理和控制模块 SG3525A 及其